測量 DC-DC 轉換器的輸出阻抗
對于給新型的在低電壓大電流條件下工作的 LSI 供電的 PDN 來說，對它極小的阻抗進行測量已經變得非常重要。在此，如果我們假設 Zpdn 是從負載器件一端看到的 Vdd 和接地層之間的阻抗，Delta-I 就是由負載器件的工作所引起的電流變化，在電源層面上會產生電壓降 Delta-V = Delta-i x Zpdn。更嚴格地講，電壓降應該是:
Delta-V = IFFT (FFT (delta-I) x Zpdn). [1]
對于 MPU 之類的高性能 LSI 的應用情況，Delta-I 可能是幾安培或幾十安培，這時電壓降 Delta-V 就不是微不足道的問題了。因為它會致信號完整性和電磁干擾 (EMI) 問題。為了避免這些問題的出現，在從 DC 到 GHz 的廣闊的頻率范圍內，必須將電源層的阻抗 Zpdn 抑制在一個極小的值上。在低頻范圍內尤其經常要求 PDN 要有極小的只有毫歐級的阻抗。
DC-DC 轉換器可在低頻范圍內提供這個極小的阻抗。無論負載如何變化，通過反饋環路控制來調整轉換器的輸出電壓，就可以得到一個極小的輸出阻抗。輸出阻抗和環路增益之間的關系為: Zclosed = Zopen/(1+GH)，其中， Zopen 為開環輸出阻抗，Zclosed 為閉環輸出阻抗，GH 為環路增益。在環路增益較高的低頻范圍內，閉環輸出阻抗將會非常小。
為了測量 DC-DC 轉換器的輸出阻抗，我們可以使用低頻網絡分析儀，直接在 DC-DC 轉換器的輸出端子上用探頭進行測量得到閉環輸出阻抗 Zclosed。本節討論如何使用配有軟件 005 阻抗分析功能的 E5061B-3L5 LF-RF 網絡分析儀來測量 DC-DC 轉換器的輸出阻抗。
圖 1. PDN 中 DC-DC 轉換器輸出阻抗
電流-電壓檢測方法
這種方法以前用于測量 DC-DC 轉換器和開關式電源的輸出阻抗。圖2 是這種方法的簡化示意圖。用變壓器把網絡分析儀激勵信號源的地浮置起來，就可以用網絡分析儀的高阻抗接收機端口測量已經接地的被測器件上的交流電壓和電流。端口 T 測量被測件兩端的交流電壓 Vdut，端口 R 測量 1 Ω 電阻器上的交流電壓，流過被測件的交流電流是 Idut。把兩個電壓測量結果進行比值計算，得到的 T/R 結果直接就是被測器件的阻抗，這是因為 T/R=VT/VR=Vdut/(1 x Idut)。
在本圖中，被測器件指 DC-DC 轉換器和與其相連的負載。
與測量環路增益的情況類似，我們通常使用電子負載或大功率電阻器作為被測器件的負載。實際上，網絡分析儀測量的是 DC-DC 轉換器的阻抗和負載電阻并聯在一起的阻抗，由于 DC-DC 轉換器的輸出阻抗要比負載阻抗小的多，所以測量結果主要反應的是被測器件的阻抗。隔直流電容可以防止被測器件的直流輸出信號進入變壓器和 1 Ω 電阻器，其阻抗 | Z |=| 1/(j * 2 * pi * f * C)| 應足夠小，以便在低頻測量范圍內獲得良好的信噪比。
這種測量方法非常適用于測試輸出電壓相對較高的 DC-DC 轉換器，因為儀表的激勵信號源與被測器件的直流輸出電壓之間有很好的隔離，而且兩個測量接收機都是很可靠地通過高阻抗進行連接。此外，由于激勵信號源被變壓器浮置了起來，在測量結果中也不會存在由測量電纜的接地環路引起的誤差。但是，由 1 Ω 電阻器附近連線的殘留阻抗引起的測量誤差很難全部消除，因此這個方法不適用于精準測量毫歐級的非常小的阻抗。
圖 2. 電流-電壓檢測法
電流-電壓檢測法的配置示例
圖 3 是采用了電流電壓檢測方法使用 E5061B-3L5網絡分析儀 增益相位測試端口的配置示例。對于變壓器 T1，您可以使用與環路增益測量中使用的同一個脈沖轉換器。不過在這種測量中我們不推薦使用現成的專門設計用于 50 Ω 或 75 Ω 系統中的隔離變壓器，例如 North Hills 的 0017C 型變壓器，因為在這種配置結構中這種變壓器死活很容易產生一些不需要的殘留反應。
圖 3. 電流－電壓檢測方法的配置示例
圖 3. 電流－電壓檢測方法的配置示例使用一個隔直流電容可以防止直流電流流入變壓器的繞線組和 1 Ω 的電阻中。用一個大的電解電容足以在低頻測量頻段把激勵信號注入給被測器件。
檢測電流用的 1 Ω 電阻器要盡量精準。通過測量這個電阻自身的阻抗，您可以使用簡單的運算對測量結果進行補償。例如，如果電阻器的阻抗是 0.98 Ω，您可以將測得的阻抗 Zmeas 乘以 0.98 來得出被測件的阻抗 Zdut，因為 Zmeas = VT/VR = Vdut/(Idut x 0.98) = Zdut/0.98。如果使用引線電阻器，則應當盡可能地縮短引線長度，并將其直接焊到被測器件輸出終端，這樣可以大程度地降低電阻器與被測器件之間引線殘留阻抗和接觸阻抗導致的測量誤差。如果要在上測量很小的交流電壓時有良好的信噪比 的測量小，就應該把 T 端口內的衰減值設為 0 dB，把激勵信號源輸出功率設置為大電平，即 10 dBm。為了校準測量系統，可以把 上的測試電纜與 R 端口的測量電纜練到相同的點上進行直通響應校準。執行直通響應校準時，應將激勵信號源的功率降到 -5 dBm 以下，以防止測量接收機的 T 端口過載。
并聯－直通測量法
能夠對毫歐量級的微小阻抗進行精準測量的方法是并聯-直通法，并聯－直通方法在 50 Ω 以下直到非常小的阻抗范圍的阻抗都具有非常高的靈敏度，是測量 PDN 阻抗的常用方法。圖 4 是測量方法的簡化示意圖。將被測器件并聯在激勵信號線和接地線之間，然后測量傳輸系數 S21。然后從 S21 推導出被測器件的阻抗，S21 表示由非常小的并聯阻抗導致的很大的衰減。被測器件的阻抗 Zdut 和 S21 之間的關系為: Zdut = 25 x S21/(1-S21)。
測試電纜接地環路導致的測量誤差 [1] [2] [3]
在低頻測量范圍內，使用傳統上接地接收機的低頻網絡分析儀很難測量出毫歐級并聯阻抗，因為激勵信號源和接收機之間的測試電纜接地環路會導致測量誤差。
現在假設被測器件的阻抗 Zdut 接近于 0 Ω，在圖 5 的方框圖中，電壓 Vo 幾乎為 0，儀表測量接收機測得的電壓 VT 也應接近為 0。但是，如虛線所示，由于激勵源電流會流入 VT 接收機一側測量電纜的金屬外屏蔽層，這個電流在電纜屏蔽電阻器 RC2 上產生的電壓下降是 VC2，這樣實際測得的電壓 VT 應等于 VC2，這比我們真正要測量的電壓 Vo 高，這是不正確的測量結果。因此，即便當被測器件的阻抗 Zdut 是 0 的時候，測量的動態范圍也會下降，實際測量的阻抗也不會比 RC2 小。根據電纜屏蔽層與連接頭擠鍛質量的好壞、電纜屏蔽的厚度、電纜的長度等情況，的范圍通常在 10 毫歐到幾十毫歐之間。
通常，測量電纜接地環路誤差的問題會在 100 kHz 以下的低頻測量范圍內出現，而這個范圍正是測量 DC-DC 轉換器阻抗以及部分大容量旁路電容阻抗的重要頻率范圍。同樣的問題不會出現在較高頻率范圍內，原因在于流至 VT 接收機一側測量電纜屏蔽層的電流會受到屏蔽層自身電抗 (X=2 * pi * f * L) 的抑制，測量頻率越高該電抗的值也會越高。
圖 4. 并聯-直通測量方法
圖 5. 測試電纜接地環路導致的測量誤差
減少測量誤差傳統解決方案－1
有幾種使用外部器件可以大程度地減少測量誤差的技術。其中為傳統的方法是把激勵源一側或測量接收機一側，或兩側的同軸測量電纜繞在電感量很大的磁環上，圖 6 和 7 表示出了這種方法的等效電路。磁環的阻抗只會抑制流過測量電纜中心導體或流過測量電纜外屏蔽層的交流電流，而不會抑制流過測量電纜的中心導體后再通過測量電纜的外屏蔽層返回的交流電流。當磁環用到 VT 接收機一側的電纜上時，如圖 6 所示，因為流過測量電纜屏蔽層電阻 RC2 的電流會受到自感 | Z |=2 * pi * f * L2 的抑制，因而更多的電流會通過激勵源一側的測量電纜的屏蔽層路徑返回到激勵源一側。同樣，當把磁環用到激勵源一側的電纜上時，如圖7 所示，更多電流也還會返回到激勵源一側的測量電纜的屏蔽層路徑上，這是因為更多電流返回到激勵源屏蔽層的路徑上而不是 VT 接收機一側電纜的屏蔽層路徑會使由 RC1、RC2 和 L1' (正向電流和反向電流產生的磁場所導致的電感) 組成的總阻抗會變得更小。
為了在很低的測量頻率范圍上把流至 VT 接收機端測量電纜屏蔽層的電流限制掉，需要在同軸測量電纜上多穿幾個高磁導率的磁環，或把同軸測量電纜在高磁導率的大磁環上多繞幾周，這樣可以盡可能提高電纜屏蔽層的阻抗。然而，在實際應用中很難找到非常合適的磁環來消除極低頻范圍內的測量誤差。
圖 6. 在接收機一側的測量電纜上使用磁環的解決方案
圖 7. 在激勵源一次的測量電纜上使用磁環的解決方案
減少測量誤差傳統解決方案－2
另一種減小測量電纜環路誤差的方法是把激勵源或測量接收機的接地環路浮置起來，把激勵源和測量接收機的接地環路斷開。通過使用隔離變壓器或差分探頭即可達到這個目的。圖 8 是在激勵源一側連接了隔離變壓器的方框圖。為了防止直流電流流入變壓器，在被測器件和隔離變壓器之間必須連接一個隔直流電容。您可以使用現成的寬帶 50 Ω 寬帶隔離變壓器，例如 North Hills 公司生產的 0017C 隔離變壓器。這個隔離變壓器還可以用在環路增益的測量中，給被測器件注入測量激勵信號。
在斷開激勵源與測量接收機之間的測試電纜接地環路方面，使用隔離變壓器比使用磁環更有效。但是，使用隔離變壓器的潛在副作用是在高頻測量范圍內可能會產生一個較小的剩余響應，這個響應有多大取決于變壓器的特性。如果被測器件的環路帶寬很寬并且在高頻范圍內顯示出非常小的阻抗時，這個由隔離變壓器引起的剩余響應的影響將無法被忽視。
圖 8. 使用隔離變壓器的解決方案
E5061B-3L5網絡分析儀采用的解決方案
E5061B-3L5 的增益相位測試端口 (測量頻率范圍從 5 Hz 至 30 MHz) 具有特別的硬件體系結構，能夠消除激勵源至測量接收機測試電纜接地環路引起的測量誤差。圖 9 給出了使用 E5061B-3L5 增益相位測試端口執行這種應用時的簡化方框圖。測量接收機由阻抗 | Zg | 半浮置，該阻抗在 100 kHz 以下的低頻范圍內大約是 30 Ω。與使用磁環的方法類似，我們可以直觀地看到阻抗 | Zg | 阻止了屏蔽電流。或者如圖所示，假設被測器件接地端的電壓擺動是 Va，由于 RC2 要比接收機輸入阻抗 50 Ω 小得多，因此可通過以下公式近似得出 VT 的值 [4]:
由于 Rc << | Zg |，因此上述公式中的一項可以被忽略，VT 幾乎等于我們真正需要測量的 Vo。通過大程度地降低 RC2 的影響，我們能夠正確測量出被測器件的阻抗。無需使用外部磁環或隔離變壓器， E5061B-3L5 的增益相位測試端口支持您輕松測量出 DC-DC 轉換器的毫歐量級的輸出阻抗。
另一方面，與其他現有低頻網絡分析儀一樣，E5061B-3L5網絡分析儀 的 S 參數測試端口 (測量頻率從 5 Hz 至 3 GHz) 的測量接收機都是采用網絡分析儀標準的接地結構。如果您想使用 S 參數測試端口測量毫歐級 DC-DC 轉換器的輸出阻抗 (例如，在從低頻到超過 30 MHz 的一次掃描范圍內測量 PDN 阻抗時)，必須將磁環連接至測試電纜。
圖 9. 使用 E5061B-3L5 增益相位測試端口的解決方案
對短路器件進行測量的實驗
下面通過一個簡單的測量來看看由激勵源至測量接收機的測試電纜接地環路導致的測量誤差以及 E5061B 增益相位測試端口的有效性。如圖 10 所示，在這個測量中，被測器件是一個并聯短路 (shunt-short) 器件，它實際上是一根以并聯連接的方式焊接到 SMA 接頭上的短線。這個短路器件通過 60 厘米長的 BNC 電纜和 SMA-BNC 適配器與儀表相連。圖 11 和 12 分別是用 4395A 以及 E5061B-3L5 的 S 參數測試端口，在不使用磁環或隔離變壓器情況下獲得的 S21 (衰減值) 測量結果。如圖所示，這兩個儀表在低頻范圍內的衰減測量軌跡都高于被測件的真實值，這是不正確的。這些測量誤差是由圖 5 中所示的激勵源和接收機間測試電纜的接地環路引起的。
圖 10. 被測試的器件
圖 11. 使用 4395A 測得的 S21 測量結果 (不使用磁環或隔離變壓器)
圖 12. 使用E5061B-3L5網絡分析儀 S 參數測試端口測得的 S21 測量結果 (不使用磁環或隔離變壓器)
圖 13. 使用 E5061B-3L5 S 參數測試端口測得的 S21 和 | Z | 測量結果
(a) 不使用磁環
(b) 在測試電纜上使用夾持型磁環。
(c) 在測試電纜上使用大磁環。
(d) 測試電纜在大磁環上纏繞 3 圈。
圖 13 是在使用磁環的情況下使用 E5061B- 3L5 S 參數測試端口對同一個被測器件進行測量得到的結果。所有測量跡線都存儲在存儲器跡線中。通道 1 測量的是 S21 的軌跡，通道 2 測量的是 | Z | 的軌跡，(如圖所示，| Z | 的軌跡是用 E5061B 的并聯直通阻抗變換函數計算之后繪制出來的)。
跡線 (a) 是不使用磁環的測量結果。跡線 (b) 是在激勵源一側的同軸測試電纜上使用了夾持型磁環 (常用于抑制接口電纜的噪聲) 的測量結果。可以看到，跡線 (b) 的測量結果略有改進，但在低頻測量范圍內測量毫歐阻抗時，這種改進量是不夠的，原因是這種類型的小磁環生成的阻抗實在太小。跡線 (c) 是在激勵源一側的同軸測試電纜上使用了高磁導率 (Metglas Finemet F7555G，Φ79 mm， Welcome to Metglas - Home of the Metglas Brazing Foil) 大磁環的測量結果。在低頻范圍的測量結果有明顯的改進。跡線 (d) 是把測試電纜在同一側磁環上纏繞 3 圈 (以大幅增加磁環生成的阻抗) 后獲得的測量結果。現在，我們可以在大約 100 Hz 以下的頻率范圍內獲得正確的測量結果。
另一方面，圖 14 給出了使用 E5061B-3L5 增益相位測試端口 (不使用磁環或隔離變壓器) 獲得的測量結果。如圖所示，即使不使用磁環或變壓器，E5061B-3L5 的增益相位測量端口也可以在低頻范圍內獲得正確的測量結果。
圖 14. 使用 E5061B-3L5 增益相位測試端口測得的 S21 和 | Z | 測量結果
不使用磁環或隔離變壓器
激勵源功率 = 10 dBm (直通校準時為 -5 dBm)
T 端口: ATT = 0 dB, Zin = 50 Ω,
R 端口: ATT = 20 dB, Zin = 50 Ω
并聯－直通方法的配置示例
圖 15 是采用并聯-直通方法進行測量的配置示例。測量接收機的端口的輸入阻抗設置為 50 Ω。用圖 15 所示的配置方式，不用外接隔直流電容器就可以測量輸出電壓在 5 Vdc 以下的 DC-DC 轉換器的參數。注意，在這種情況下，分析儀的 50 Ω 端口和功率分離器將會與被測器件產生直流耦合，并與負載器件并聯。不過，如果負載電流不是很大的話，會影響到被測器件的負載條件。端口 T 衰減值設置為 0 dB，激勵源功率設置到大值，測量靈敏度可以提高。當被測器件的阻抗遠遠低于激勵源的輸出阻抗，過量的信號也不會作用到被測器件。如果端口 T 衰減值設置為 0 dB，當執行直通響應校準以防止其過載時，激勵源功率會降低。
在儀表的增益相位測試端口的輸入阻抗設置為 50 Ω 時，如果施加到該端口上的直流信號的電壓比較高，超過了 5 Vdc，儀表的過載保護功能會啟動，E5061B 的測量端口的功能將關閉。通過外接的隔直流電容器，您可以測量輸出電壓高達 10 Vdc 的轉換器。然而，被測器件輸出電壓作用于隔直流電容器應該可以逐漸避免過量的瞬時輸出。如果這樣做很困難，那么就有必要從其他方面來避免瞬時輸出。例如，當施加電壓時，暫時將接收機設置為 1 MΩ，并用大功率電阻器 (例如 100 Ω 或 1 kΩ) 將電容器的低壓端子 (分析儀一端) 接地，以使瞬態電流流入大地。當此端子的電壓變得足夠低時 (取決于 RC 時間常數，這一過程可能需要幾秒鐘)，將接收機設置為 50 Ω，然后斷開電阻器的連接并執行測量。測量結束后，應將接收機重新設置為 1 MΩ，同時用電阻器將電容器的低壓端子和高壓端子接地，以便給直流模塊放電。
如果您采用并聯－直通方法，且使用 1 MΩ 輸入而不是 50 Ω ，那么可以忽略 T 端口上的直流模塊。
測量高壓轉換器的其他方法還包括電流－電壓檢測方法，或使用 Picotest J2111A 電流注入器的類似方法。這些方法雖然在測量精度上稍遜于并聯－直通方法，但對于高壓轉換器 (高達 40 Vdc) 來說更適合。
圖 15. 并聯－直通測量方法配置示例
為了精準地對毫歐級的極小電阻進行測量，確保在測量的過程中探頭的接觸電阻非常小，測量終端應通過 2 端口探頭 [1] [2] 接觸被測件。實際上我們建議您將
測量終端焊接到被測器件上。如果將兩個測量終端合在一起，并通過單端探測方式來接觸被測器件，這時要保證測量端口的引線應盡可能短，因為其殘余阻抗將直接影響毫歐阻抗的測量精度。
圖 16 是使用 2 端口探測法的示例。圖中，兩個自制探頭連接到測試電纜的末端，探頭與被測件的輸出終端接觸。自制探頭可以使用 SMA 接頭 (剪掉其三個接地引腳，然后使用剩下的接地引腳和中央引腳進行探測) 或 SMA 半剛性電纜 (把電纜剪短，剝出中間導體，然后在外部導體上焊一個短引腳) 來制作探頭。
當做直通響應校準的時候，要使直通件的電長度與兩個探頭的電長度大致相等。
圖 16. 并聯－直通方法的探測示例
DC-DC 轉換器輸出阻抗的測量示例
圖 17 和 18 是用并聯－直通方法和 E5061B 增益相位測試端口測量 5 V 至 3.3 V DC-DC 轉換器的輸出阻抗的測量示例。被測器件是上一章講環路增益測量示例中使用的同一個轉換器，測量頻率范圍為 10 Hz 至 10 MHz。IFBW 設置為 Auto /大 10 Hz，端口 T 衰減器設置為 0 dB。在測量過程中，激勵源的功率設置為 10 dBm；在做直通響應校準時，激勵源的功率設置為 -5 dBm。
注意: 在給轉換器加電或斷電的時候，我們建議把 T 端口的衰減器的衰減值臨時從 0 dB 改為 20 dB，這樣可以避免轉換器的瞬間輸出電壓個測量接收機造成過載。如果儀表由于遇到了瞬間的高電壓而進入了過載保護模式，進行恢復的方法是: 按儀表面板上的 [System] 按鍵，選擇 "Overload Recovery" 和 "Clear Overload Protection" 按鍵。
| Z | 跡線是使用 E5061B-005 的阻抗分析功能 (增益相位并聯－直通法) 繪制而成的。圖 17 中左邊的軌跡是在轉換器和電子負載關閉的情況下表示的 | Z | 的測量結果。
如圖所示，轉換器在斷電狀態下的輸出阻抗指示的是轉換器的輸出電容器的自諧振阻抗響應。右邊的軌跡是在 0.3 A 負載條件下測量到的 | Z | 的軌跡。如圖所示，通過轉換器的反饋回路的作用，在低頻范圍內 | Z | 值被限制在 2 mΩ 以下。由于增益相位測試端口特別的接收機體系結構，E5061B 能夠正確測量毫歐級的小阻抗，甚至在 10 Hz 以下的測量頻率，測量結果也不會受到激勵源和接收機之間測試電纜接地環路的影響。
圖 18 顯示了 1 A 和 2 A 負載條件下測量得到的 | Z | 的軌跡。如圖所示，在低頻范圍內，被測器件的阻抗要高于 0.3 A 負載條件下的阻抗。通常，測量各種負載條件下的輸出阻抗是很有必要的，這可以讓我們知道被測器件的輸出阻抗是否能夠保持在我們所希望的目標之內，以及當負載條件變化時，阻抗的變化是否是足夠小。
另一重要的事情是要確保輸出阻抗的跡線不會出現大的正向峰值，因為那樣會造成所有負載條件下的瞬態噪聲。
圖 17. 直流－直流轉換器輸出阻抗測量
斷電狀態和 0.3 A 負載條件下，
起始頻率 = 10 Hz，終止頻率 = 10 MHz
激勵源功率 = 10 dBm (直通校準時為 -5 dBm)
T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，
R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω
圖 18. 直流－直流轉換器輸出阻抗測量
1 A 和 2 A 負載條件下，
起始頻率 = 10 Hz，終止頻率 = 10 MHz
激勵源功率 = 10 dBm (直通校準時為 -5 dBm)
T 端口: ATT = 0 dB，Zin = 50 Ω，
R 端口: ATT = 20 dB，Zin = 50 Ω
本文轉載自是德科技
